ALIMENTAITON A DECOUPAGE FLYBACK

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I) BUT DE LA MANIPULATION

Le but de la manipulation est d'analyser une alimentation "fly back" (à accumulation) et mesurer ses performances. Ce type de convertisseur est fréquemment utilisé dans les systèmes petite et moyenne puissance (<150W) type micro-ordinateur, écran de PC, etc... Préparation indispensable...

II) RAPPELS SUR LE MAGNETISME ET LES COMPOSANTS MAGNETIQUES

II.1) Circuits magnétiques

II.1.1) Les matériaux

On distingue deux types de matériaux : les matériaux durs (aimants permanents) et les matériaux doux (ceux qui nous intéressent ici). Parmi ceux-ci, on trouve les "ferrites". Ces matériaux sont des composés chimiques à base d'oxyde de fer associés à des métaux tels que Manganèse-Zinc(Mn-Zn) ou Nickel-Zinc (Ni-Zn). Pour limiter les pertes magnétiques, les ferrites sont utilisées dès que la fréquence de travail dépasse 1kHz environ.

II.1.2) Cycle d'hystérésis

Les matériaux sont caractérisés par leur cycle d'hystérésis. En ce qui concerne les ferrites, l'induction à saturation Bs est de l'ordre de 0,3 à 0,5 Tesla.

Figure 1 : hystérésis

Pour un matériau donné, la forme du cycle d'hystérésis dépend :

- de la température : Bs décroît avec la température et s'annule à une température dite de Curie Tc,

- de la fréquence avec laquelle le cycle est décrit,

- des traitements qu'a subi le matériau

Si l'on introduit un entrefer localisé ou réparti dans le circuit magnétique, la perméabilité miest modifiée pour devenir une perméabilité effective me. Plus l'entrefer est important, plus me est faible (cf. figure 2).
 

me grand

me faible


On peut donc appliquer un courant électrique (H Û I) beaucoup plus important avec un circuit à entrefer, avant d'atteindre la saturation du matériau.

Figure 2 : effet de la perméabilité effective me


II.1.3) les formes de circuits

* noyaux en E : jambe centrale de section carrée

* noyaux EC : idem avec jambe centrale cylindrique

* noyaux ETD : (idem EC avec encoche)

* noyaux EFD : idem mais plus plats

* noyaux en U : forte puissance et/ou haute tension

* les tores : faible rayonnement et fort couplage


* les pots RM : excellent blindage

Les tableaux fournis en annexes donnent des éléments pour le choix des matériaux et géométrie en fonction de l'application.

II.1.4) Les pertes

a) pertes par courant de Foucault

Lorsque la fréquence de travail augmente, des courants sont induits en surface du circuit. Ces pertes sont proportionnelles au carré de la fréquence.

b) pertes par hystérésis

Elle dépendent de l'aire du cycle d'hystérésis décrit et de la fréquence.

c) pertes supplémentaires (traînage magnétique, relaxation)

En fait, les fournisseurs donnent dans les catalogues, les pertes magnétiques totales (en mW/cm3) sous forme de courbes ou de formules approchées :

PT = K.Fm.Bn.

avec : K constante du matériau

1,3<m<1,6

2<n<2,6

II.2) Les composants électroniques de stockage

II.2.1) Les inductances simples

Les inductances peuvent stocker une énergie électrique sous forme magnétique, puis la restituer. On peut naturellement réaliser des bobinages à air. Mais, l'utilisation de circuits magnétiques tels que présentés ci-avant permet :

1) de diminuer l'encombrement, à valeur égale, de l'inductance,

2) de confiner le flux magnétique dans un espace restreint et ainsi de limiter les rayonnements parasites.

Les inductances sont utilisées essentiellement dans des applications de filtrage, de conversion d'énergie (alimentations à découpage non isolées...), et d'interrupteur magnétique (inductances saturables).

Le schéma électrique équivalent d 'une inductance simple L est le suivant :











où Rs représente la résistance série du fil bobiné et Cp les capacités parasites inter spires.

II.2.3) Les transformateurs et inductances couplées

Si l'on veut isoler l'entrée d'un convertisseur de sa sortie, (par exemple entrée 220V redressé et sortie 0-5V) , il faut utiliser un composant inductif à deux enroulements indépendants assurant une isolation galvanique, tout en autorisant le transfert d'énergie.
 
n1 : nombre de spires au primaire

n2 : nombre de spires au secondaire

: le point indique le sens des enroulements 

(ici V1 et V2 en phase)

Deux éléments permettent cette opération : le transformateur et les inductances couplées. Bien que physiquement identiques, le fonctionnement de l'un et l'autre et le processus de dimensionnement sont totalement différents :

a) fonctionnement en transformateur parfait

on a v1/v2=n2/n1 et i2/i1=n1/n2 :

la puissance absorbée par le primaire est égale à tout instant à la puissance fournie par le secondaire.
 
 

b) fonctionnement en inductances couplées

C'est le cas dans les alimentations Fly back. Le transfert de puissance se fait en deux temps : l'énergie est, dans une première phase, stockée au primaire puis, dans un deuxième temps, restituée au secondaire. Ce type de fonctionnement nécessite l'emploi de deux interrupteurs synchronisés, l'un sur le primaire, l'autre sur le secondaire.

c) modélisation

On modélise les imperfections de ces composants par une inductance magnétisante Lm (qui tient compte de la réluctance non nulle du circuit magnétique), une inductance de fuite lf (qui tient compte des flux de fuite dans l'air et le cuivre), associées à un transformateur parfait.
 
Les inductance de fuite sont responsables de surtensions (potentiellement destructives) au moment des commutations dans les alimentations à découpage.

Nota : Lm est obtenue en mesurant l'inductance au primaire, secondaire à vide. lf est obtenue en mesurant l'inductance au primaire, secondaire en court circuit.

II.2.4) Effet de la saturation du matériau magnétique

Lorsque le matériau entre en saturation, l'inductance apparente chute rapidement. Supposons en effet, qu'un échelon de tension E soit appliqué aux bornes de l'inductance L. Le flux F croît alors linéairement (E = dF/dt), le courant également (avec une pente E/L). Puis, lorsque l'induction Bs est atteinte, le courant augmente (figure 1b) toujours mais avec une pente beaucoup plus importante : l'inductance apparente diminue donc fortement.

En pratique le courant pourra augmenter jusqu'à Imax, valeur limite déterminée par la résistance série Rs généralement faible, de l'inductance. Cette augmentation non contrôlée peut conduire à la destruction d'un ou plusieurs composants du circuit dans lequel est placé l'inductance.
 

Figure 1a

 
 

Figure 1b

Il est donc impératif de dimensionner l'inductance pour ne jamais atteindre la saturation (à la température de fonctionnement réelle). Ceci implique, entre autre, que Ilmoyen soit constant (di/dtmoyen = 0). La valeur moyenne de la tension aux bornes de l'inductance est alors nécessairement nulle.

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III) RAPPEL SUR LES ALIMENTATIONS

III.1) Généralités

Une alimentation a pour rôle de délivrer des tensions continues (3V, 5V, 10V...) à partir d'un réseau alternatif ou continu. Celles-ci permettent d'alimenter des circuits électroniques logiques ou analogiques. On distingue deux types d'alimentations :

- les alimentations à régulation linéaire ( LM7805 par exemple)

- les alimentations à découpage

III.2) Principe général de l'alimentation à découpage

Le secteur alternatif est redressé puis filtré. La tension continue obtenue est "découpée" par un ou plusieurs interrupteurs (transistors bipolaires ou MOS). Ce découpage s'effectue en général à des fréquences supérieures à une vingtaine de KHz (au delà des fréquences audibles) jusqu'à quelques MHz. Le transfert d'énergie de l'entrée vers la sortie, se fait par l'intermédiaire d'une inductance ou d'un transformateur qui stocke l'énergie sous forme magnétique puis la restitue au rythme du découpage. La régulation de tension se fait par action sur le temps de conduction de(s) l'interrupteur(s).

Puisque l'interrupteur fonctionne en commutation, les pertes du montages sont faibles. Elles se décomposent en pertes de conduction et pertes de commutation. Elles seront beaucoup plus faibles que dans le cas d'une alimentation fonctionnant en linéaire.

Par ailleurs, plus la fréquence de découpage sera élevée, plus les dimensions de l'inductance ou du transformateur pourront être réduites. On gagnera ainsi en encombrement.

III.3) Avantages et inconvénients

Le principal intérêt de l'alimentation à découpage est son bon rendement (65 à 90%). Par contre, les problèmes de régulation et de C.E.M (compatibilité électromagnétique) sont plus difficiles à maîtriser.

IV) ALIMENTATION FLY BACK

IV.1) Principe

Le fonctionnement est tout à fait semblable à celui d'un hacheur survolteur (boost) ou dévolteur (buck). On peut distinguer deux phases :

Phase 1 : on accumule de l'énergie dans L1 (transistor passant et diode D bloquée)

Phase 2 : on bloque le transistor, D s'amorce et l'énergie est transférée à la sortie à travers D.

Le condensateur Ce sert de découplage pour le câblage de l'entrée et fournit la composante alternative du courant absorbé à l'entrée.

Le condensateur Cf lisse la tension de sortie.

Nota : (1) Le primaire L1 et le secondaire L2 ne conduisent jamais en même temps (contrairement à la structure "forward"), ce qui justifie le pointage opposé (l sur le schéma) des enroulements.

(2) Il existe deux modes de fonctionnement avec chacun ses avantages et inconvénients :

- démagnétisation complète ou régime discontinu

- démagnétisation incomplète ou régime continu

Dans la suite du texte, on pose k = n2/n1 : rapport du nombre de spires secondaire/primaire et on assimile les composants commutant à des interrupteurs idéaux.

IV.2) Modes de Fonctionnement (étude simplifiée)

a) Discontinu

Le mode de fonctionnement est appelé discontinu lorsque le flux dans les enroulements a le temps de s'annuler au cours d'un cycle (cf figure 3).
 

Figure 3

Pendant le temps t1, le transistor est passant et IT croit linéairement jusqu'à la valeur : 

(1)

La diode D est bloquée et supporte une tension inverse : Vs+k.Ve

L'énergie emmagasinée dans le circuit magnétique vaut alors :

We=½. L1.I2L1max (2)

En posant t1=aT, il vient de (1) et (2) :

We= ½.Ve2.(aT)2/L1 (3)

L'énergie ne pouvant pas subir de discontinuité, on a, au moment du blocage du transistor :

We=½. L1.I2L1max = ½ L2 I2L2max avec n2. IL2max = n1. IL1max (4)

D devient alors passante. La tension de sortie Vs (supposée constante) se retrouve aux bornes du secondaire (à 1 Vd près). Elle est ramenée au primaire dans le rapport 1/k d'où :

Vds = Ve + Vs/k. (5) 

Le courant Id décroît linéairement avec une pente -Vs/L2. Si le temps de blocage du transistor est assez long, Id s'annule, le flux magnétique également. Toute l'énergie à été transférée. Il s'en suit un temps mort pendant lequel il n'y a plus aucune variation (dF/dt=0) donc Vds "retombe" à la valeur Ve.

A partir de l'équation (3) on peut alors calculer la tension de sortie Vs. En effet, la puissance au primaire vaut Pe = We/T. En supposant le montage sans pertes, elle est intégralement transmise à la charge ; La puissance disponible en sortie Ps est donc égale à Pe. Comme on a aussi : Ps=Vs2/R, il vient :

(6) 

Or, Ps = Vs.Is. On en déduit immédiatement la relation Is = f(Vs) :

(7a)

d'où l'expression de L1 :

(7b)

On exprime les valeurs efficaces des courants primaire et secondaire : 

soit ici :

et (8)

Enfin, rappelons que le courant moyen à travers L1 étant constant (cf. § II.2.4), la tension moyenne aux bornes du primaire est nulle. On a donc :

t2.Vs/k = Ve.t1 (9) 

Pour faire un "design" en mode discontinu, on prend en plus :

t1+t2 < 0,8.T (10)

Les équations (5), (6), (7b), (8), (9) et (10) servent de base au calcul et au dimensionnement de l'alimentation en mode discontinu.

Nota :

(1) On remarque que le rapport de transformation k n'intervient pas dans la relation (6) et que Vs dépend de la charge R : le système est une source de puissance. Une régulation en tension est donc indispensable. De plus l'alimentation flyback doit impérativement être chargée : elle ne peut pas fonctionner à vide.

(2) Par contre, le rapport k impose la tension de claquage V(BR)DSS du transistor :

Vdsmax = E+ Vs/k

(3) Le courant étant fortement discontinu, le condensateur de filtrage Cf sera très sollicité.

b) Continu

Dans ce mode de fonctionnement, le flux dans le circuit magnétique ne s'annule jamais. Les formes d'ondes théoriques sont données en figure 4.
 
Le courant moyen dans L1 étant constant, la tension moyenne aux bornes du primaire est nulle. On a donc :

a.T. Ve = Vs/k (1-a) T

( avec t1+t2=T et t1=aT)

D'où :

(11) 

Par ailleurs on a toujours :

Vdsmax = Ve+ Vs/k

Figure 4

La puissance disponible pour la charge s'écrit :

Ps= Vs.Is avec Is = Idmoyen

D'où l'on tire la valeur moyenne Ism de l'impulsion de courant (durée t2) au secondaire :

(12)

En supposant le montage sans pertes, (Ps = Pe), on déduit la valeur moyenne Ipm de l'impulsion de courant (durée t1) au primaire :

(13)

Pour calculer L1, on se place à la limite du régime continu.(forme d'onde trapèze -> triangle). On a alors :

IL1max = 2.Ipm et comme 

on obtient :

(14)

Les équations (11), (12), (13), (14) servent de base au calcul et au dimensionnement de l'alimentation en mode continu.

Nota :

(1) On remarque que la relation (11) est (à k près) très similaire à celle du dévolteur ou du survolteur. En contrôlant a, on peut passer d'un abaisseur à un élévateur de tension.

(2) La tension de sortie dépend du rapport de transformation k et du rapport cyclique mais n'est plus fonction de la charge R. Contrairement au régime discontinu, le système est une source de tension.

(3) La tenue en tension du transistor doit être supérieure à E+Vs/k soit, d'après (11), E/(1-a). Un bornage supérieur de a est donc indispensable.

c) Régime critique

Ce mode marque la frontière entre les régimes discontinu et continu. Les relation (6) et (11) sont valables simultanément :  et

De (11) on tire :  d'où :

Le lieu des points Is = f(Vs) correspondant peut être reporté sur la caractéristique de sortie donnée ci après (cf. § IV.3). (Is est maximum pour dIs/dVs=0 soit Vs = k.Ve, ce qui donne d'après (11) a = 0,5)

IV.3) Caractéristiques de sortie

a) Caractéristiques de sortie statique
 

 
 

On peut tracer la caractéristique de sortie Is = f(Vs) (avec f=1/T) à partir de l'analyse des modes de fonctionnement qui a précédé (figure5). On passe du mode discontinu au mode continu lorsque le courant de sortie Is augmente. 

Figure 5

b) condensateur de sortie, ondulation résiduelle

On obtient l'ondulation de tension de sortie en supposant le courant de sortie Is constant et continu. Le courant dans Cf est donc le courant dans D diminué de Is et lorsque D est bloquée CF se décharge à courant constant (figure 6).
 

(12)

avec 0<tm<0,2.T

et Idmoyen = Is (13)

la valeur moyenne du courant Icfmoyen est nulle : les aires hachurées sont identiques (car Vsmoyen = constante). 

Figure 6

Nota :

Il faudra choisir un condensateur dont la résistance série parasite est la plus faible possible, car celle-ci occasionne un pic de tension en sortie, au blocage du transistor.

IV.4) Comparaison des modes de fonctionnement

Quelque soit le mode de fonctionnement, une des principales limitation du "fly back" est de ne pas pouvoir fonctionner à vide : l'énergie ne peut plus être transférée à la sortie et donc risque de surtension et destruction du transistor et ou de la diode.

- en mode continu, on peut obtenir une puissance supérieure pour un même dimensionnement. (Courant moyen plus grand pour un courant crête identique). Par ailleurs, si l'on travaille avec un transistor bipolaire, on doit prendre VCEO > E+Vs/k. Vce doit être inférieur à VCEO lors de l'amorçage. Cependant la valeur de L1 est plus grande qu'en mode discontinu et le montage répond plus lentement aux changements de courant de charge.

- en mode discontinu, le choix d'un transistor bipolaire sera moins contraignant car au moment de l'amorcage, Vce= Ve. L1 est plus petite et le système est plus rapide. Mais CF est plus sollicité.

IV.5) Processus de calcul de l'alimentation et de choix des composants

IV.5.1) Mode discontinu

a) Chercher dans les "data sheet" la tension de claquage V(BR)DSS du transistor MOS (ou VCEO pour un bipolaire) à utiliser. Choisir la fréquence de découpage.

b) Prendre Vdsmax = 2/3.V(BR)DSS (marge de sécurité : prise en compte les pics de tension résiduels)

c) Connaissant E et Vs voulue, déduire le rapport k de l'équation (5)

d) Calculer le temps de conduction t1 à partir de (9) et (10)

e) Connaissant Ps (cahier des charges), calculer L1 à partir de (7b)

f) Calculer IL1max à partir de (1) puis IL1 etIL2 efficace à partir de (8) et (10)

g) Déduire la section des conducteurs primaire et secondaire. (Un fil de cuivre supporte environ 5A/mm2 ; tenir compte de l'effet de peau éventuellement)

h) Vérifier que le transistor choisi supporte bien le courant IL1max

i) Choisir une diode à faible seuil (minimisation des pertes en conduction), supportant IL2 efficace et IL2max , ainsi qu'une tension inverse supérieure à : Vs+k.E

j) Dimensionner le transformateur

- choisir le matériau magnétique et une géométrie (cf tableau en annexe)

- calculer l'énergie maximale W (en J) emmagasinée à t1 (à partir de (4))

- déterminer avec les abaques la dimension du noyau et l'entrefer (cf annexe)

- déduire le Al du noyau avec entrefer expérimentalement (impédancemètre)

- déduire le nombre de spires au primaire et au secondaire

- vérifier l'encombrement du bobinage et l'espace réellement disponible

- itération éventuelle sur la taille du noyau.

k) Calculer la valeur condensateur de sortie à partir de (12)

IV.5.1) Mode continu

a) Chercher dans les "data sheet" la tension de claquage V(BR)DSS du transistor MOS (ou VCEO pour un bipolaire) à utiliser. Choisir la fréquence de découpage.

b) Prendre Vdsmax = 2/3.V(BR)DSS (prise en compte les pics de tension résiduels)

c) Connaissant E, déduire le rapport k de l'équation (5)

d) Connaissant Vs, déduire a à partir de (11)

e) Connaissant Ps (cahier des charges), calculer Ism et Ipm de (12) et (13)

f) Calculer L1 à partir de (14)

g) Vérifier que le transistor choisi supporte bien le courant Ipm et IL1max=2 Ipm (cas le plus défavorable)

h) Choisir une diode supportant Ism et IL2max , ainsi qu'une tension inverse supérieure à : Vs+k.E

i) Dimensionner le transformateur

j) Calculer la valeur condensateur de sortie à partir de (12) avec tm=0

IV.6) Circuit d'asservissement de tension

IV.6.1 ) Généralités

L'asservissement est indispensable pour les raisons indiquées précédemment et en particulier en mode discontinu. Vs est asservie à la valeur souhaitée grâce à une tension de référence Vref et par une boucle de retour PWM ou PFM qui contrôle le rapport cyclique (cf. figure 8). En PWM, la largeur de l'impulsion est modulée, à fréquence constante. En revanche, la PFM consiste à moduler la fréquence de découpage en gardant la largeur d'impulsion constante. Des circuits spécialisés du commerce (Unitrode, Maxim) existent pour réaliser ces fonctions.

La difficulté del'asservissement Fly back, réside dans le fait que la sortie est isolée de l'entrée. Une partie du circuit d'asservissement (comparateur) doit donc être alimentée sur la sortie pour assurer un asservissement le plus précis possible. L'autre partie, qui commande le driver, doit être alimentée sur l'entrée.

=> Une isolation par transfo ou opto-coupleur est donc nécessaire sur la chaîne de retour.

=> On étudiera soigneusement le démarrage de l'alimentation !?!

On utilise, dans notre exemple, une modulation de type PWM obtenue par comparaison d'un signal triangulaire Vt avec la tension de contre réaction continue Vc. Lorsque l'asservissement est correctement réalisé, la tension de sortie devient indépendante des paramètres de la boucle et on a, alors :

Figure 8 : principe de l'asservissement 

Comme pour tout asservissement, la stabilité de la boucle doit être étudiée. Or, un convertisseur est un circuit non linéaire : son comportement dépend du mode de fonctionnement (continu ou discontinu) et de la charge.

Pour le modéliser, on ouvre la boucle entre Vc et Vr et on "linéarise" autour d'un point de fonctionnement. Après avoir calculé (et/ou mesuré) la fonction Vs/Vc, on étudie le correcteur approprié (entre Vs et Vr).

IV.6.2) Modélisation de la boucle ouverte (mode discontinu)

La fonction de transfert Vs/Vc est du type passe bas 1er ou 2ème ordre (suivant le mode de fonctionnement discontinu ou continu).

a) Calcul du gain statique Go=Vs/Vc
 
Si l'on suppose Vt triangulaire parfaite et symétrique, 

on a :

et (d'après (6))

d'où il vient : 

Le gain statique de la boucle dépend donc de la charge R . On montre qu'il en est de même pour la fréquence de coupure, (), qui complique le calcul du correcteur. On le choisira pour assurer la stabilité dans le pire cas.
 
b) Etude qualitative du correcteur

Lorsque Vc augmente, a augmente et Vs augmente. Pour stabiliser la boucle, il est nécessaire que Vr diminue pour "s'opposer" à la variation positive de Vc. Le correcteur doit donc avoir un grand gain en statique et effectuer une "fonction inverseur". Un AOP monté en comparateur inverseur pourrait à priori suffire. Cependant, la réponse interne en fréquence de l'AOP engendre une instabilité qu'il faut supprimer par l'adjonction d'un correcteur PID. (cf figure 11 et 12). Son calcul résulte d'un compromis stabilité-rapidité.

Figure 11

Figure 12 

Dans l'exemple du correcteur PI, il faudra choisir 1/2pRCr< fc/10 pour assurer la stabilité minimale du montage. Avec Cr capacité de contre réaction sur l'AOP et R = (R1+kR3)//(R2+(1-k)R3). On aura l'avantage d'une très bonne stabilité mais l'inconvénient d'un comportement très lent en réponse à un échelon de charge.

Avec un correcteur PID, la réponse sera plus rapide.

On peut envisager ensuite un correcteur plus sophistiqué pour optimiser la vitesse de réponse de la boucle, voir même un correcteur numérique, auto adaptatif en fonction de la charge.

IV.7) Démarrage et protection

En l'absence de précaution, la mise sous tension de l'alimentation (ou une manipulation hasardeuse!), peut causer des dommages irréversibles :

1) surtension en sortie temporaire, et destruction des montages "utilisateurs" connectés.

2) non démarrage de l'alimentation et risque de destruction du transistor interrupteur.

Pour éviter ces problèmes, il faut ajouter à l'alimentation fly back :

a) un circuit de démarrage doux (présent sur la maquette)

Il permet à la tension de sortie de converger lentement jusqu'à sa valeur nominale par valeur inférieure, par une augmentation progressive de la tension Vc au moment de la mise sous tension. Attention, le circuit de "soft start" nécessite un condensateur, qui peut introduire une constante de temps dans la boucle de retour et donc une instabilité. Sa valeur doit être suffisamment grande pour que l'établissement soit progressif, mais pas trop (constante de temps inférieure à au moins 10 fois la constante de temps naturelle 1/fc de la boucle) pour ne pas pas interférer dans les problèmes de stabilité.

b) une limitation en courant (non présente sur la maquette)

Il suffit d'ajouter un capteur de courant en série sur le transistor et de bloquer celui ci en cas de dépassement. (Protection en cas de variation brutale de charge)

c) une protection en cas de baisse de la tension d'entrée

Connue sous le nom de "UnderVoltage LockOut" (UVLO), elle maintient "off" le transistor en cas de chute de la tension d'entrée. La relance passe forcément pas le démarrage doux. (l'entrée de commande est prévue sur la maquette mais non réalisée).

d) fonctionnement mode burst (présent sur la maquette)

Lorsque l'alimentation est "à vide", (absence de charge), Il n'y a pratiquement pas besoin de transférer d'énergie vers la sortie. Il suffit juste de compenser les pertes du condensateur Cf et du réseau d'asservissement. Pour cela, le transistor est placé "on" de temps en temps sans respecter la périodicité de la fréquence de découpage.

Cependant la régulation "à vide" est toujours une difficulté dans les alimentations à découpage.

IV.8) Snubber

Les formes d'ondes théoriques données précédemment sont, en fait, très loin de la réalité. Il apparaît sur le drain des oscillations parasites (cf Figure 13). Celles ci peuvent être destructrices pour les composants et occasionnent des pertes qu'ils faut minimiser.
 

Figure 13

Elles s'expliquent par la présence des capacités parasites des différents composants du montage (inductance, transistor et diode).

a) A l'instant T1

L'énergie est stockée au primaire. Elle est transférée au secondaire mais il reste de l'énergie dans l'inductance de fuite Lf (que l'on peut "localiser" dans le drain du transistor). Son évacuation provoque un pic de surtension dont la valeur atteint la tension de claquage du transistor (cf exemple data sheet IRF 540 diode de protection intégrée) .

La réduction de ce pic passe par la réalisation d'un transformateur très soigné avec une inductance de fuite la plus faible possible.
 
 
 
 

b) A l'instant T1 +

L'énergie est intégralement passée au secondaire et l'inductance de fuite a libéré son énergie. Le transistor est bloqué et la diode passante. Le schéma équivalent instantané est donné ci après.
 
Où Cd est la capacité de diffusion de la diode, polarisée en direct, Cgd la capacité grille-drain du transistor MOS et Cds celle de drain-source.

La valeur Cgd+Cds = Coss dépend la tension Vds (drain-source). Elle s'obtient à partir des réseaux de courbes Coss=f(Vds) donnés par les data sheet constructeur. (Cf. data sheet IRF540 en annexe).

La valeur Cd de la diode est aussi donnée sur les data sheet (cf. annexe), mais dans des conditions de test particulière de tension et de fréquence. Pour plus de précision, il faudra donc la caractériser dans les conditions proches du fonctionnement réel.

L'inductance Lf résonne avec Coss et les capacités parasites du transformateur.(Lm courcircuitée d'un point de vue dynamique car Vs tension DC ramenée au secondaire)

c) A l'instant T2

Le transistor MOS est bloqué, la diode D se bloque. D'un point de vue dynamique, le schéma équivalent est alors :
 
L1 (=Lm, secondaire ouvert) résonne alors avec Coss. Avec une condition initiale Vds=Ve+Vs/k. 

Les oscillations sont naturellement amorties par les résistances internes des enroulements.


 

Pour réduire ces oscillations on a recours à un circuit snubber (circuit RC série) placé en parallèle sur le primaire.
 
- Si R2 est seule, le réseau sera bien amorti, mais la résistance dissipe de l'énergie inutilement en statique.

- Si C2 est très grande, cela introduit un dV/dt à la mise "off" du transistor préjudiciable au temps de commutation.

Une association R, C série est donc ainsi parfaitement justifiée.

En prenant : 1/C2.2PFo << R2 (1), l'impédance équivalente Ze totale, à la fréquence Fo est celle d'un réseau R2//L//Coss :

avecet

On déduit la valeur de R2 en se plaçant au régime critique z =1. On choisit ensuite la valeur de C2 pour satisfaire l'inégalité (1).

De plus, il faudra :

- choisir la tenue en tension du condensateur en fonction du pic de tension (» qq.150V)

- choisir une résistance R non inductive et la dimensionner pour absorber l'énergie perdue, "déplacée" du transistor vers le snubber. (Attention, R peut dissiper plusieurs W....).

REMARQUE : On peut s'affranchir, le cas échéant, de snubber en utilisant un transistor surdimensionné
( tension de claquage de 800V par ex)

V) CALCUL DES ELEMENTS DU MONTAGE Fly back

V.1) Cahier des charges

On demande les caractéristiques suivantes :

- Vs = 10V, Is=5A (max) (soit Ps=50W)

- Ve comprise entre 15 et 30V

- Fréquence de découpage 100 kHz

V.2) Conception de l'alimentation

VI) EXPERIMENTATION

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AVERTISSEMENT :

Cette manipulation demande un maximum de précautions.

=> PLACER LA LIMITATION DE COURANT à 2A sur l'alimentation de puissance..

=> S'ASSURER QU'UNE CHARGE EST TOUJOURS PRESENTE SUR LA SORTIE

=> LIRE LA NOTICE DE LA CHARGE ELECTRONIQUE HP6060

=> ENTRE CHAQUE OPERATION, remettre le potentiomètre P1 (a) à ZERO

=> SURVEILLER EN PERMANENCE LA TENSION DE SORTIE : ELLE NE DOIT EN AUCUN CAS DEPASSER 20V

VI.1) Banc de mesure

VI.2) Mesures en boucle ouverte

  1. Retirer le circuit "snubber" R2 C2. Ouvrir la boucle en J1. Le cavalier est placé en position (Réglage manuel par le potentiomètre P1 du rapport cyclique)
  2. Fixer le courant aborbé par la charge HP6060A à 0,1A. Vérifier que P1 est à 0.
  3. Placer les sondes sur les points PWM et Drain.
  4. Débrancher l'alimentation de puissance puis régler la tension d'entrée Ve=18V. Mettre la maquette sous tension.
  5. Tourner très doucement P1 jusqu'à apparition des forme d'onde. STOP. Relever les courbes PWM, Drain, courant primaire et secondaire.
  6. Remettre le potentiomètre à zéro puis couper l'alimentation.
  7. Exploitation des relevés :
- Dans quel mode de fonctionnement se trouve t on ?

- En estimant les premiers dépassements relatifs D et D', les pseudo fréquences Fp, F'p de chaque régime oscillatoire sur la tension de drain, calculer les amortissements z et z' et les fréquences de résonance Fo, F'o associées. On rappelle que :et  pour un système du 2ème ordre.

- Retrouver ces résultats en utilisant les data sheet, les valeurs de composants fournies et les résultats du § IV.8).

- Calculer un snubber "moyen" permettant de minimiser ces deux régimes oscillatoires.

  1. Placer sur la maquette le snubber proposé.
  2. Répéter les étapes 2 à 6 en relevant les nouvelles formes d'onde sur la tension de drain ainsi que le courant dans le snubber. Conclusion.

Exemple formes d'onde observées sur la maquette

Voie A : courant secondaire 5A/div

Voie B : courant primaire 5A/div

voie 1 : Vds 50V/div

Voie 2 : commande Vgs 20V/div

Exemple de réponse en boucle ouverte pour 2 valeurs de la charge

VI.3) Mesures en mode asservi

Fixer le courant dans la charge à 0,1A. Refermer la boucle en mettant le cavalier en position 2. Mettre sous tension. Vérifier que la tension de sortie s'établit à 10V. Mettre en route l'alimentation. Débrancher la charge. Observer la tension de sortie Vs au voltmètre, PWM et Vc à l'oscilloscope. Conclusion. En mode monocoup mettre en évidence le fonctionnement en "burst" (cf § IV.7)d). VII) ANNEXES
 
 

A - CHOIX DES NOYAUX

(source documents Philips)


I.) Les types de ferrites, repérage Philips

Les ferrites sont de différents types NiZn, MnZn, MgZn. Les références Philips sont données sous forme d'un code à 3 caractères où le chiffre de gauche X indique la nature de la ferrite :

Si X =2 : MgZn,

Si X=3 : MnZn,

Si X=4 : NiZn

Exemple : 3F3, 2B1, 4F1

II.) domaines d'application

Les domaines d'applications sont en général donnés par les fournisseurs en tête de Data Book.

Exemple :

3C15 : fréquences basses, alimentation à découpage

3C30 : fréquences moyennes, alimentation à découpage

3C85 : fréquences moyennes <200kHz, applications industrielles

3C90 : idem, pertes réduites

3F3 : fréquence jusqu'à 700kHz, alimentations à découpage et tout montage de puissance

3F4 : fréquences jusqu'à 3MHz, alimentations à résonance

4F1 : Fréquences jusqu' 10MHz, alimentations à résonance

III.) Equivalence des désignations de quelques fournisseurs
 
Fabricant
Désignation des ferrites
Philips
3F4
3F3
3C85
3C81
3E2A
3E5
Thomson LCC
 
F2
B2
B1
A4
A2
Magnetics
K
R
BP
F
J
W
Fair Rite
 
78
77
 
75
76
Siemens
N47
N67
 
N41
T35
T38
TDK
PC50
PC40
PC30
 
H5B
H5C2
MMG
   
F 44
F 5
F 10
 
Ceramic Mag
MN8CX
MN80
MN60
MN67
MN60LL
MC25
Tokin
 
2500B2
2500B
3100B
6000H
12001H
Ferrite international
   
TSF 05
TSF 10
TSF 15
 

  I.V.) Choix de la géométrie du noyau en fonction du type d'alimentation

Ce choix est orienté par la qualité du couplage des enroulements et l'encombrement physique.

"+" favorable, "0" neutre, "-" moins favorable.
 
Type de noyau
Type d'alimentation
 
Fly back
Forward
Push pull
E
+ + 0
Planar E
- + 0
EFD
- + +
ETD
0 + +
EC
- 0 +
U
+ 0 0
RM
0 + 0
EP
- + 0
P
- + 0
Tores
- + +

 

V.) Choix de la taille du noyau en fonction de la puissance de l'alimentation

Ce tableau permet d'orienter le choix de l'utilisateur, sachant cependant que la solution n'est jamais unique....
 
Puissance (W)
Taille du noyau (exemple indicatif)
<5
RM4; P11/7; R14;EF12.6; U10
5 à 10
RM5; P14/8
10 à 20
RM6; E20; P18/11; R23; EFD15
20 à 50
RM8; P22/13;U20; RM10; ETD29; E25 
50 à 100
ETD29; ETD34; EC35; EC41;RM12; EFD25
100 à 200
ETD34; ETD39; ETD44;EC41; EC52; RM14; P36/22; E30; R56; U25; U30; EFD30
200 à 500
ETD 44; ETD49;E55;E52;E42; U37
>500
E65; EC70; U93; U100

V.I) Calcul de l'entrefer

Compte tenu des énergies généralement mise en jeu, il est indispensable de créer un entrefer dans le circuit afin de ne pas saturer le matériau magnétique.

Lorsqu'on a présélectionné une géométrie, on utilise les abaques constructeurs pour déterminer l'entrefer (air gap en mm) en fonction de l'énergie maximale transférée (en mJ).

Attention : La valeur de l'entrefer obtenue avec les abaques correspond à l'entrefer total du circuit magnétique. Dans le cas d'un circuit en forme de E, l'entrefer physique est :

e = air gap/2

(et non /3 comme on pourrait croire) car le flux traversant la jambe centrale donc le bobinage, est divisé par deux dans les jambes latérales.
 
L'entrefer peut être réalisé artisanalement en glissant une feuille de papier découpée à la forme du noyau, ou bien sur mesure par les fabricants pour des productions en quantité.

D- FONCTIONNEMENT DU HP6060A

Le HP6060 est une charge électronique programmable 300W maximum. Elle fonctionne en mode tension, résistance ou courant.

Dans cette manipulation, on l'utilisera en mode courant. Dans ce type de fonctionnement, l'appareil tire un courant constant programmé par l'utilisateur en face avant.

CONNEXION : la connexion se fait par l'arrière. Attention les 2 bornes sont polarisées et ne sont pas équivalentes... connecter le + au + et le - au - !!!!!

MISE SOUS TENSION : L'appareil s'initialise.
 
 

NE JAMAIS TOUCHER à la fonction Short on/OFF




PROGRAMMER UN COURANT :

Taper MODE puis CURRENT. Sélectionner la gamme de courant voulue, ici 6A : taper sur RANGE puis entrer au clavier "6" enter.

Taper sur CURRENT puis entrer la valeur numérique voulue au clavier (ex 0.1 enter).

La charge peut être activé on/OFF avec la touche INPUT ON/OFF.

TRANSITOIRE DE CHARGE :

L'appareil peut effectué des sauts de charge entre deux valeurs :

Choisir avec la touche CURRENT la première valeur et TRANS LVL deuxième.

Choisir la fréquence des sauts FREQ suivi de valeur numérique (en Hz) et enter.

Activer ou non les sauts avec TRANS ON/OFF.

PROGRAMMER UNE VALEUR DE RESISTANCE :

Programmer la valeur voulue en W. Puis la mettre en service avec INPUT ON avant d'allumer le convertisseur Fly back.

Pour plus de détails, se référer à la notice complète.

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