INITIATION A LA COMMUTATION DE

PUISSANCE

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I) BUT DE LA MANIPULATION

Le but de la manipulation est de se familiariser avec les phénomènes liés à la commutation de puissance. L'analyse et la compréhension de ces problèmes sont nécessaires pour aborder ensuite la conception et l'étude de carte de commande moteur ou alimentations à découpage.

II) INTRODUCTION

2.1 Généralités

Lors d'une conception d'un montage de puissance, une des préoccupations essentielles est de limiter les surtensions, les surintensités et les pertes. Les pertes se produisent lors des phases de conduction mais aussi lors des phases de commutation. Il est donc particulièrement important de les connaître et de les maîtriser. Ainsi, les composants sont ménagés et le rendement amélioré.

Les composants de base utilisés en électronique de puissance sont les diodes et les transistors Bipolaire, MOS ou IGBT, inductances et condensateurs.

Pour des questions de sécurité, on travaillera avec des courants inférieurs à 1A ; valeur toutefois suffisante pour mettre en évidence les différents phénomènes.

2.2 Le comportement d'une diode expliqué avec les mains"

Avant de passer aux choses sérieuses, petite explication des phénomènes de blocage et d'ouverture avec les mains :

Si l'on admet qu'une diode n'est autre qu'une porte, une porte qui ne s'ouvre que dans un sens (pas une porte "saloon" !), alors on

peut donner l'image de son fonctionnement à travers la petite histoire qui suit :

Imaginons une file d'attente longue et dense devant une porte de cinéma lors d'une "avant première". La foule, impatiente, massée devant les portes, pousse et comprime les premiers rangs :

Arrive le moment où le portier doit fermer la porte, la capacité maximale du cinéma étant atteinte... tant pis pour ceux qui sont restés dehors...dans le froid et l'espoir déçu de ne pas pouvoir assister à cette "avant première". Le flux ne peut naturellement pas s'interrompre instantanément (la diode ne peut pas se bloquer immédiatement) :

Toutes choses étant égales par ailleurs, plus le flux de personnes sera important (courant direct élevé) plus le temps de fermeture (blocage) sera long. Ce temps de blocage est lié à la quantité de personnes (de charges électriques) présentes (stockées) dans l'espace proche et entre les portes ( la jonction en directe)...

 

III) RAPPEL DES CARACTERISTIQUES ESSENTIEL D'UNE DIODE

Revenons maintenant à une description plus électrique des phénomènes... et vous pourrez éventuellement relire cette petite histoire après...

La diode est constituée d'une jonction PN, l'anode étant la zone P, la cathode la zone N. La relation théorique de la jonction entre son courant direct I et sa tension VAK est :

1 < m < 2 : m dépend de l'importance de la recombinaison des porteurs libres pendant la traversée de la jonction.

Pour V < 0, très vite I#Is

Is est le courant de saturation de diode (courant inverse théorique). Is est très faible : la diode est bloquée.

Pour V > 0, très vite :

La loi exponentielle donne une croissance extrêmement rapide du courant en fonction de la tension directe : la diode est passante.

En fonction de l'application on adopte un schéma électrique équivalent linéaire:

- simple circuit fermé ou ouvert, en très grands signaux quand la tension de seuil peut être négligée (électronique de puissance)

- modèle linéarisé, grands signaux avec tension de seuil prise en compte.

- modèle linéarisé en petits signaux autour d'un point de fonctionnement

- modèle non-linéaire par une méthode graphique ou modèle non linéaire mathématique en simulation sur ordinateur

La modélisation la plus courante de la diode réelle en pratique (linéarisé pour grands signaux) est la suivante:

Le schéma équivalent à ce modèle est :

avec Di : diode idéale

 

IV) ETUDE DE LA COMMUTATION D'UNE DIODE

Considérons le schéma de commutation dans lequel Lp représente les inductances parasites du montage et R une résistance série:


Figure 1

Le chronogramme de commutation associé a l'allure donnée en figure 2. Cas d'une diode parfaite à gauche, cas d'une diode réelle à droite.


Figure 2 : commutation d'une diode

Nous allons détailler chacune des deux phases en considérant le cas de la diode réelle avec présence d'inductances parasites Lp en série sur celle ci. Lp est présente dans tous les circuits (connexions, fil etc) et son effet est d'autant plus visible que l'on travaille avec des circuits de puissance.

    4.1Comportement au blocage

        4.1.1Description du phénomène

Lorsqu'on polarise brutalement une diode en inverse après une période de conduction, des charges se sont accumulées dans la jonction passante. On montre que cette charge stockée vaut Q0= t.IF ou t est la durée de vie des porteurs minoritaires. Il s'écoule alors un certain temps avant que la diode retrouve son pouvoir bloquant et que cette charge en excès soit évacuée : c'est ce que l'on appelle la phase de recouvrement inverse.


Figure 3 : Recouvrement inverse au blocage

Le courant direct valait IF=Vcc/R. Il décroît ensuite linéairement (avec une pente limitée par l'inductance Lp à Vcc/Lp si R négligeable devant Lpw) jusqu'au temps T1. Durant cette période, la tension aux bornes de la diode chute, car elle est diminuée d'une tension E=Lp.di/dt apparaissant aux bornes de Lp.

Le courant s'inverse (évacuation des charges en excès) jusqu'à atteindre une valeur IRM : c'est la phase de recouvrement inverse. IRM peut atteindre au plus Vcc-/R (si R est la charge résistive vue par la diode en inverse. La tension s'inverse et atteint à T1 la valeur Vcc-.

A partir de T1, la diode commence à retrouver son pouvoir de blocage. Le courant revient à zéro avec une pente dIrr/dt qui dépend du type de diode utilisée :

-soft recovery (ou remontée douce)

-snap off (ou remontée brutale)

Durant cette période ce "dIrr/dt" génère une surtension inverse qui s'ajoute à Vcc- :

VRM=Vcc-+Lp.dIrr/dt

Après T2 le processus de recouvrement est terminé : le courant dans la diode est nulle et la tension appliqué Vcc-.

La définition du temps de recouvrement inverse varie selon les constructeurs : généralement il représente le temps au bout duquel le courant inverse a atteint 25% de la valeur max IRM.

        4.1.2 Calcul approché de IRM, Trr et des pertes au blocage

(1) dIF/dt= Vcc-/Lp : Vcc et Lp sont connues et/ou mesurables

(2) Q1= 1/2 . IRM.(T1-T0) : charge évacuée entre T0 et T1 (approximation linéaire)

(3) Q2= 1/2 . IRM.(T2-T1) : charge évacuée entre T1 et T2 (approximation linéaire)

de (1) et de (2) il vient :

Q1=1/2.(Lp/Vcc).I2RM

Par ailleurs, Q2 est généralement faible devant Q1. On a donc :

Qr » Q1 : Qr charge totale recouvrée » Q0 charge stockée

D'où :

(4) 

Et :

(5) 

Pour tenir compte des formes d'ondes non rigoureusement linéaires, on utilise plutôt les formules légèrement modifiées suivantes :

(6) 

Et :

(7) 

Qr est obtenue sur les abaques constructeurs en fonction de dIF/dt et IF (exemple data sheet BY229 figure 6). On estime alors IRM et Trr avec (6) et (7)

La puissance perdue au blocage s'obtient par intégration du produit u(t).i(t) entre T0et T2.

-Entre T0 et T1 la tension aux bornes de la diode est faible : on néglige les pertes dans cet intervalle de temps.

-Entre T1 et T2, on a :

U(t) = VRM= Vcc-+Lp.di/dt (<0)

I(t)= 

La puissance perdue s'exprime par :

(8) P = Qr.Vcc-.f

Elle est donc proportionnelle à Qr, à la tension inverse, et à la fréquence f de fonctionnement.

        4.1.3 Comportement à la mise en conduction

La surtension résulte de phénomènes internes à la diode . En général les pertes à la mise en conduction sont beaucoup plus faibles que celles dues au blocage. On n'étudiera donc pas ce phénomène ici.


Figure 3

4.2 Mesures sur la plaquette de test

Placer un court circuit en J1. Alimenter la plaquette en +5V -5V. Fréquence 1kHz

Remettre la diode BY229 et remplacer le strap J1 par une inductance.

Conclusion générale sur les critères de choix d'une diode en fonction de l'application :

Compromis technologique entre chute de tension directe, rapidité, tenue en tension inverse…

Diode de roue libre : la plus rapide possible

Diode de redressement : rapide (faible charge recouvrée) et recouvrement soft pour limiter la surtension inverse

V) ETUDE DE LA COMMUTATION D'UN TRANSISTOR MOS

Un transistor MOS de puissance se caractérise par une géométrie importante, en général proportionnelle au courant que l'on souhaite y faire passer. Cela engendre des valeurs de capacités d'entrée et de sorties élevées (plusieurs centaines de pF) dont l'effet ne peut plus être négligé. Par ailleurs, la présence de charge inductive ( moteur, relais etc) engendre des phénomènes spécifiques que nous allons étudier.

Figure 5

5.1 intérêt du driver de MOS

Le transistor MOS est commandé en tension sur sa grille par un signal qui provient d'une logique de commande basse puissance. Afin d'effectuer au mieux la commutation du transistor, il est nécessaire de placer un driver entre la logique et la grille du MOS.

Pour être persuadé de l'intérêt d'un tel driver, nous allons observer la commutation d'un MOS commandé :


Figure 5 : schéma de test

Conclure sur l'intérêt du driver.
 

   5.2 Commutation sur charge inductive

L'entrée étant commandée par le driver, nous allons observer l'effet d'une charge inductive sur le diagramme de commutation. Le montage est alimenté sous 10V.

5.2.1 diode roue libre

Prendre Vcc=10V, R=50 ohms, L=150uH


Figure 7 : commutation sur charge inductive

5.2.2 avec diode de roue libre


Figure 8

Conclure sur les paramètres qui guident le choix du transistor et de la diode roue libre.

NOTA :

Les fonctions de commutation peuvent être étudiées dans le contexte des alimentations à découpage en TP électronique UV libre.
 
 

ANNEXES :

Comparaison comportement des dioses selon leur nature.

A noter qu' historiquement les diodes Germanium ont été les premières à arriver sur le marché.Les dernières nées sont les diodes en Carbure de silicium. Elles sont surement promis à un grand avenir en électronique de puissance eu égard au rapport puissance dissipée par unité de volume très largement supérieur à celui du silicium. Et même si elle présentent l'inconvénient d'un seuil de conduction de l'ordre de 2V contre 0,6 pour le silicium.

Schémas platines de test.